În cazul regimului de ralanti, înțelegem modul de funcționare a transformatorului cu o înfășurare secundară deschisă atunci când curentul I2 = 0 (Figura 1.8).
Actualul I0. procedând în acest caz înfășurarea primară generează un câmp magnetic, din care o porțiune (fluxul * 0) este închis de către miezul de fier și este angajată cu atât primar și înfășurările secundare. Acesta este fluxul principal al înfășurării primare - fluxul de inducție reciprocă. O altă parte a fluxului de înfășurare primară (F # 963; 1) este închis numai în jurul înfășurările primare - o scurgere de flux al înfășurării primare.
Fluxurile magnetice Ф0 și Ф # 963; 1 sunt induse în bobina primară respectiv de către emf. E1. și E # 963;
Fig. 1.8. Transformator monofazat în modul în gol
Deoarece principalul * flux 0 al înfășurării primare este închis pe un circuit magnetic din oțel, care poate fi saturat, fluxul și, în consecință, să le emf indus E1 în cazul general nu sunt direct proporționale cu curentul I0. De aceea emf. E1 este de obicei exprimat direct prin fluxul Φ0:
unde $ 0 este valoarea amplitudinii fluxului.
Fluxul de împrăștiere este Φ1 # 963; traversează secțiuni mari ale traseului prin aer, rezistența magnetică a căreia este constantă și de multe ori mai mare decât rezistența magnetică a dispozitivelor de ridicare. Fluxul magnetic este Φ1 # 963; și, în consecință, emf-ul regizat de el. E # 963; 1 sunt direct proporționale cu curentul înfășurării primare. Coeficientul de proporționalitate între actualul I0 și emf. E # 963; 1 este rezistența inductivă a împrăștierii înfășurării primare x1:
Tensiunea aplicată la înfășurarea primară a transformatorului la ralanti. este echilibrat de suma emf. și. precum și căderea de tensiune pe rezistența activă a înfășurării primare:
Semnul "-" din fața vectorilor emf. arată că acestea sunt îndreptate spre tensiune.
Exprimând prin curent conform ecuației (1.11), obținem:
unde este impedanța înfășurării primare.
Produsul la ralanti este mult mai mic. astfel încât acestea să poată fi neglijate și să presupunem acest lucru
Plecând de la această egalitate, luând în considerare expresia (1.10), modulul de stres
de unde amplitudinea fluxului magnetic:
Ecuația (1.17) arată că principalul flux magnetic direct proporțional cu U1 tensiune și invers proporțională cu frecvența f rețelei și numărul de rotații ale w1 înfășurării primare.
Aceasta înseamnă că o scădere a tensiunii U1 duce la o scădere a fluxului φ0. iar scăderea în f și w1 conduce la o creștere a debitului și viceversa. Această concluzie este valabilă numai pentru transformatoare, dar și pentru toate circuitele de curent alternativ.
Rezultă din (1.16) că magnitudinea fluxului magnetic principal Φ0 nu depinde de rezistența circuitului magnetic Rm. și anume din lungimea și secțiunea transversală a circuitului magnetic. Acesta din urmă este valabil numai pentru transformatoare, care, și prin urmare. Cu toate acestea, rezistența Rm afectează puternic valoarea curentului fără sarcină I0. care este în esență un curent de magnetizare. Într-adevăr, din moment ce
Pentru constanta U1. f. w1, fluxul magnetic, după cum urmează din (1.17), este practic constant și aceasta înseamnă că orice modificare în Rm conduce la o schimbare proporțională a lui I0.
Fluxul magnetic al fazei de ralanti. împerecherea cu înfășurarea secundară, induce în ea un emf. E2. La ralanti, cand I2 = 0, acest lucru emf este egală cu tensiunea secundară a transformatorului U20.
Practic toate transformatoarele pentru a reduce dimensiunile globale și costurile sunt realizate astfel încât la o valoare maximă a debitului (aproximativ 1 T) să aibă loc o saturație a miezului magnetic. În aceste condiții, curentul de magnetizare devine non-sinusoidal. Forma sa poate fi determinată grafic din curba de magnetizare a transformatorului și curba de curgere variabilă în funcție de timp. așa cum se arată în Fig. 1.9.
Fig. 1.9. Determinarea curbei de curent de magnetizare
După cum se știe din teoria semnalului [], orice semnal periodic nonharmonic poate fi reprezentat ca o sumă infinită de armonici de creștere a frecvenței la o frecvență mai mare a semnalului original. În plus, semnalul simetric conține numai armonici ciudate ale primului, al treilea, al cincilea, etc.). În consecință, în curentul de magnetizare al cablajului, armonicile mai mari apar în saturația circuitului magnetic
Deoarece amplitudinile armonicilor cresc cu o frecvență crescătoare, ele sunt de obicei limitate în practică la cea de-a cincea armonică.
Prezența unor armonici mai mari în curentul și fluxul magnetic al transformatorului poate duce la o creștere a pierderilor în fierul circuitului magnetic și, în consecință, la o creștere a curentului de magnetizare. Prin urmare, la proiectarea transformatoarelor, aceștia încearcă, de obicei, să ajungă la un compromis între funcționarea acestuia în mod nesaturat și dimensiuni.
De obicei, transformatoarele sunt calculate astfel încât la un flux maxim de magnetizare corespunzător modului de ralanti, inducția magnetică ajunge la 1,2 ÷ 1,4 T. În acest caz, amplitudinea celei de-a treia armonici este de 15-30% din amplitudinea primei armonici; Amplitudinea celei de-a cincea armonici ajunge la 3 ÷ 10%. Dar, deoarece transformatoarele rareori funcționează în mod pur în modul inactiv, prezența armonicelor mai mari nu afectează de regulă funcționarea normală a transformatorului.
Cu o saturație crescătoare a circuitului magnetic, din anumite motive, curentul de magnetizare crește brusc. De exemplu, în transformator standard, proiectat cu creșterea tensiunii aplicate la 30% în magniitoprovode inducție crește 1.4-1.8 Tesla, deoarece reduce permeabilitatea oțelului este de aproximativ 10 ori mai mare decât amplitudinea curentului de magnetizare este crescut. Amplitudinile treia și a cincea armonice, respectiv, a crescut la 66% și 27,5% din amplitudinea primei armonici.